图（a）中令人感兴趣的一点就是AOL（jw ）曲线和1/b 曲线的交点。两条曲线交点的斜率示出了系统的相位容限，也预示着系统的稳定性。在图中，交点斜率为－20dB/10倍频程。在这种情况下，放大器将提供－90° 的相移，而反馈系数则提供零度相移。相移和系统的稳定性均由两条曲线的交点决定。1/b 相移和AOL（jw ）相移相加，系统的相移为－90° ，容限为90° 。从理论上说，如果相位容限大于零度，系统是稳定的。但实际应用中相位容限至少应有45° 才能使系统稳定。

在图6的（c）中，AOL（jw ）曲线和1/b 曲线的交点表示一个在一定程度上稳定的系统。此点 AOL（jw ）曲线正以－20dB/10倍频程的斜率变化，而1/b 曲线正从20dB/10倍频程的斜率转换到0dB/10倍频程的斜率。AOL（jw ）曲线的相移为－90° 。1/b 曲线的相移则为－45° 。将这两个相移相加后，总的相移为－135° ，即相位容限为45° 。虽然该系统看上去较稳定，即相位容限大于0° ，但是电路不可能像计算或模拟那样理想化，因为电路板存在着寄生电容和电感。结果，具有这样大小的相位容限，这个系统只能是“一定程度上的稳定”。

图6中（b）、（d）均为不稳定系统。在（b）图中，AOL（jw ）以－20dB/10倍频程的斜率变化。1/b 则以+20dB/10倍频程的斜率变化。这两条曲线的闭合斜率为40dB/10倍频程，表示相移为－180° ，相位容限为0° 。 

在（d）图中，AOL（jw ）以－40dB/10倍频程的斜率变化。而1/b 以0dB/10倍频程的斜率变化。两条曲线的闭合斜率为－40dB/10倍频程，表示相移为－180° 。

通过模拟可表明使用非理想的光电二极管和运放模型会造成相当数量的振铃或不稳定因素。在频率域内重新进行这种模拟会很快重现这种不稳定因素。

系统的不稳定性可用两种方法校正：（1）增加一个反馈电容CF;（2）改进放大器，使其具有差分AOL频率响应或差分输入电容。

改变反馈电容。系统中影响噪声增益1/b 频率响应的有光电二极管的寄生电容、运放的输入电容，其阻抗以ZIN表示，放大器反馈环路的寄生元件，其阻抗以ZF表示。

　ZIN = RPD //1/［ jw （CPD+CCM+CDIFF）］

　ZF = RF //1/ ［jw （CRF+CF）］ （3）

　1/b = 1+ZF/ZIN

噪声增益1/b 曲线的极点、零点如图7所示。开环增益频率响应和反馈系数的倒数1/b 间的闭合斜率必须小于或等于20dB/10倍频程。

　在图7中，极零点频率如下：

　fP1=1/（2p （RPD//RF）（CPD+CCM+CDIFF+CF+CRF））

　fP2 =1/（2p RS CPD）

　fZ=1/（2p RF（CF+CRF）） （4）

　　 图7 噪声增益1/b 曲线的极零点图

从式（4）中容易地看出，加大CF将降低fP1，并降低高频增益［1+（CPD+CCM+CDIFF）/（CF+CRF）］。

1/b 网络的极点设计成1/b 与放大器的开环增益曲线相交的那一点。此时频率就是这两条曲线的几何平均值。CF可计算如下

　　（5）

　　式（5）中fU是放大器的增益带宽积。此时，系统具有45° 的总相位容限，阶跃响应将呈现25%的过冲。对于使用MCP601放大器的电路，CF的值将为