Vin=176×1.3=228.8V

因为作用电压是一个方波，一个导通期间的伏秒值与原边匝数关系为

NP= Vin×ton/(ΔBac×Ae)

式中 NP----原边匝数

Vin----原边所加直流电压(V)

ton----导通时间(µs)

ΔBac----交变工作磁密(mT)

Ae----磁芯有效面积(mm2)

NP= 228.8×6.30/(0.2×84.41)=86匝

以输出电压12V为例进行计算，设整流二极管压降0.6V，绕组压降0.6V，则副边绕组电压值为12+0.6+0.6=13.2V。

原边绕组每匝伏数= Vin/ NP=228.8/86=2.66V/匝

副边绕组匝数NS=13.2/2.66=4.96匝

由于副边低压大电流，应避免使用半匝线圈(除非特殊技术上需要)，考虑到磁芯磁路可能产生饱和时，使变压器调节性能变差，因此取4.96的整数值5匝。

因副边取整数5匝，反激电压小于正向电压，新的每匝的反激电压是13.2/5=2.64V/匝。占空比必须以同样的比率变化来维持伏?秒相等。

ton= Ts×2.64/(2.64+2.66)=14×2.64/5.3=6.97µs

4 确定磁芯气隙的大小

上面已经分析过，带气隙的磁芯在一个更大的磁场强度H值下才会产生磁饱和，因此磁芯可经受一个更大的直流成分。另外，当H=0时，Br更小，磁芯的磁感应强度B有一个更大的可用工作范围ΔB。最后，有气隙时，导磁能力降低，导致每匝的电感量减小，绕组总电感值减小，但气隙的存在减少磁芯里直流成分所产生的磁通。

(a)完全能量传递方式 (b)不完全能量传递方式 (c)不完全能量传递方式

(原边电感较大) (原边电感大小适中)

图2 在反激变压器中原边电流的波形(三种情况下Iave均相同)

实际设计工作是通过气隙大小调整来选定能量的传递方式。图2示出三种可能的方式。(a)是完全能量传递方式。这种方式传递同样的能量，峰值电流是很高的。工作中开关晶体管、输出二极管和电容器产生最大的损耗，且在变压器自身产生最大的铜耗(I2R);(b)表示不完全能量传递方式。此时，具有一个低电流斜率，这是电感较大的缘故。尽管这种工作方式损耗最小，但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生饱和。(c)表示一个较好的折衷方法，它的峰值电流大小适中，峰值与直流有效值的比也比较适中。当经调整气隙，使在合适的气隙大小下，就能得到这一传递方式。工作中噪声较小，效率也合理。

使用图2原边电感量可通过电流波形图的斜率Δi/Δt按下式求出

LP=VinΔt/Δi

在图(c)中，设取IP2=3 IP1，则tOn=t2-t1时间内电流平均值Iave

Iave= IP2 -IP1=3 IP1- IP1 = 2IP1

在周期内TS的平均输入电流IS

Iin=P/Vin=30.77/228.8=0.13A

相应的值为

Iave= IinTS/tOn=0.13×14/6.97=0.26A

IP1=Iave/2=0.13A

IP2=3 IP1=0.39A

在tOn期间电流变化量Δi= IP2 -IP1=0.39-0.13=0.26A带入LP=VinΔt/Δi式中求出原边电感LP

LP= VinΔt/Δi=228.8×6.97/0.26=6.13mH

一旦已知原边电感Lp和匝数Np，求出电感系数AL

AL=Lp/N2p=0.00613/862=829nH/匝2

用下式计算气隙

lg=µ0×N2p×Ae/ Lp

式中lg ------气隙长度(mm)

µ0------4π×10-7

Np ------原边匝数

Lp ------原边电感(mH)

Ae ------磁芯面积(mm2)

lg =4π×10-7×862×84.41/6.13=0.13mm