3、振铃。

一次侧MOSFET上使用的缓冲和钳位控制电路是降低功耗的另一个主要方面。图3中常见的RCD钳位通过限制MOSFET漏极上的电压峰值来降低振铃和避免过压应力。该电压峰值是在MOSFET关闭并突然中断主绕组中的电流时由存储在变压器漏极电感中的电能引起的。

　　         图3通过优化钳位控制电路来降低损耗

降低钳位电路中电压峰值和损耗的第一步是设计一个具有最小漏极电感的变压器。除此以外，我们还可以增加钳位电阻以进一步降低损耗，但这样做同时还会增加电压峰值幅度。在开关周期的复位阶段，反射的输出电压被外加在会导致更多损耗的钳位电阻两端。使用更高电压的MOSFET（例如，800V而非600V）可为电压峰值提供更多的裕度并且可以使用更大的电阻。然而，更高的电压额定值就要使用更昂贵的MOSFET或使用具有更高导通电阻的MOSFET（其会在较高负载时降低效率）。许多时候我们都必须要在成本、轻负载效率以及额定负载效率之间做一个折衷。在一些专门针对10W或低于10W应用而设计的电源中可完全去掉钳位电路，从而实现能量的大大节约。当然，EMI问题可能会限制漏极上所允许的振铃的多少。

不太明显的是，降低钳位电容还会降低轻负载损耗。当控制器处于触发模式运行时，钳位电路就会在开启状态间进行放电。如果钳位电容太大，那么过多的能量就会存储起来，并在关闭状态期间耗散掉。在一些情况下，钳位电容在下一个开启状态开始前可能不会完全实现放电。将钳位RC网络的时间常数设置为开关周期的10倍左右是降低该损耗的一个不错的常规法则。

另一种方法是用齐纳二极管代替RCD钳位。齐纳二极管钳位可以降低轻负载时钳位中的损耗。但是，在较高负载时，齐纳二极管钳位与RCD钳位相比功耗会高出许多。

4、将二次稳压电路的功耗降低数毫瓦。

当谈及待机损耗时，所有的电路都会涉及到，其中包括调节输出的误差放大器。图4的左侧部分显示了一个12V电源的典型稳压电路。常用的TL431需要至少1mA的静态电流来确保稳压。这是通过R2实现的，其通常会导致15mW~50mW的损耗。R3和R4的电阻分压器对输出电压进行了设置。凭借一个12.6kΩ的串联电阻，这些电阻消耗的功耗便为11mW.

　　     图420mW~55mW损耗的任何部分都可以从稳压电路中去除掉

图4的右侧显示了一种调节输出的更高效的方法。用TLV431来代替TL431，这只需要80μA的静态电流就可以确保稳压。通过光学耦合器驱动的电流足以为TLV431供电，因此就可以把R2去除掉了。TLV431的额定最大压为6.3V，因此“无经验设计人员设计的由Q1、R5和D1组成的线性稳压器”电路保护了该器件。R5和D1增加了额外的3mW损耗。将反馈分压器的电阻提高10倍我们就可以节省10mW的功耗。

5、保持精确的偏置电平。

如果您仍然想竭力节约更多电力的话，那么优化控制器的偏置电压可能会让您实现这一目标。该偏置电压必须要足够高，以确保控制器在所有负载条件下都保持开启。此外，电压还必须要足够高以在其被施加到栅极时增强MOSFET.将偏置电压设置到比控制器和MOSFET要求的任何更高电压只会增大额外的损耗。

大多数控制器都会在触发模式运行时降低其静态电流，这样就减少了静态电流增加偏置电压的相关损耗。典型的静态电流会从正常运行时的2–3mA降为触发运行时的200–300uA.控制器产品说明书中规定的这一电流不包括MOSFET栅极的充放电电流。栅极充电电力等于偏置电压、栅极电荷、开关频率以及触发模式占空比的乘积。由于栅极电荷随偏置电压的增加而增加，不必要的高压会进一步增加损耗。幸运的是，触发模式运行避免了偏置损耗过高。在大多数情况下，最小化偏置电压可节省大约10mW~20mW的功耗。

最小化电源轻负载损耗需要仔细检查每一个组件的功率损耗。仅仅几毫瓦的功耗就可以决定一款产品是否符合能源之星标准。实现这些技术可以节省数百毫瓦的产品待机功耗。