做电源的同志们都知道，在开关电源磁性元件中磁复位电路是不可或缺的组成部分。一但出现复位不良结果就比较难过，轻则带不起负载，重则放鞭炮。
　　下面就是我们常见的单端正激电源功率变压器的主绕组和它的复位电路：

图1 单端正激电源功率变压器的主绕组和它的复位电路

　　图中T1A是主绕组，励磁电流和功率传递电流都要流过它，因而绕组用的线也比较大;T1B是复位绕组，用于开关管关闭期间复位变压器，由于各绕组间耦合不可能做得很好，变压器还是有漏磁通存在，有必要在开关管上加上RCD吸收，防止过高的电压损坏开关管。
　　在上面的单端正激电路中，为了能够更好地实现磁复位，一般情况下要求T1A和T1B绕组匝数相等，耦合得比较好;在220V市电输入的电路中，由于开关管的性价比问题，超过1000V的管子会很贵没有竞争优势，还会要求占空比小于0.5，这种情况下理论上开关管两端的电压不超过2倍市电峰值电压。
　　假设整流后E1电容两端的电压为VE1，开关管开通时间是Ton，关断时间是Toff，关断后主绕组上的复位电压为Vor。按照复位要求，则有公式：

　　VE1*Ton=Vor*Toff

　　为了可靠复位，往往我们会要求Vor*Toff>VE1*Ton。

　　如图所示的单端正激电路，开关管导通时，由于D2的堵塞作用T1B绕组中无电流通过，开关管关断时，T1B绕组两端极性改变，D2导通，变压器励磁电流向电容E1充电，变压器反向磁化，完成磁复位过程。
　　理论上说这个电路的损耗也不大，但在实际测量中发现D2和它的吸收回路都很热。而且磁复位这部分能量也是再次充入电源高压电容E1中，并没有作用于输出负载上，做的是无用功。如此多周期反复，损耗是在所难免，因为电容存在等效电阻，充电电流还会使电容E1温度上升。
　　试想一下，如果励磁电流能在复位过程中向输出端释放，我们做的电源是不是可以提升一点效率呢?答案是肯定的!
要想使变压器复位，只要我们能保证Vor*Toff>VE1*Ton就可以了。我们可以参考反激电源的复位电压VOR产生的方法，假如在变压器的副边增加一个绕组，这个绕组匝数对应于原边绕组匝数的比例原边：副边=N(以下称匝比)，当“输出电压*匝比N耦合到原边的电压(反射电压)”符合我们要求的复位电压时，变压器就能很好地复位。设输出电压为Vout，为了计算简单先忽略二极管正向电压降(实际应用电压低于20V就不能忽略，因为0.5-1V的管压降占总输出电压的比例超过了5%)，以上 Vor*Toff>VE1*Ton 公式可以改为：

　　Vout*N*Toff>VE1*Ton
　
　　只要满足这个公式，变压器就能复位。

　　根据设想，我们可以用NCP1252A的IC设计一个电源，原理图如下图所示：

图2 用NCP1252A的IC设计一个电源的原理图

　　把变压器部分的图放大并标注极性：

图3 变压器部分的图放大并标注极性

　　其中NP为原边主绕组;NS1为副边主输出绕组;NS2为副边嵌位绕组，也是副边辅助输出绕组;AUX为原边辅助供电绕组，给IC供电用的。
　　一般PFC级输出的电压在380-400V之间，为了达到输出保持时间的要求，我们可以设定PFC电压掉到某一个给定的值时，IC工作于最大占空比。
　　NCP1252A这个设置可以由2脚的外围元件(R5，R6，R7)设定，按图上标示的值，这个电压点在290V附近，假设此时最大占空比为49%(因为IC限制占空比小于50%了)。