1    引言 

随着科技的发展，谐波污染问题越来越引起人们的关注，有源功率因数校正（APFC，Active Power Factor Correction）技术是解决谐波污染的有效手段。而三相功率因数校正变换器的前级输出直流电压一般为760～800V，有时甚至高达1000V，这就要求提高后级变换器开关管的电压定额，但是，很难选择到合适的开关管[1]。另外，高频化也是变换器发展的方向，但是随着开关频率的提高，开关损耗也成比例地增加。本文提出了一种新颖的ZVZCSPWM三电平变换器，使开关管承受的电压应力为输入直流电压的一半，并使开关损耗减小，从而较好地解决了上述两个问题，克服了文献[2]－[3]中所提出的ZVZCS三电平变换器的部分缺点，其主电路如图1所示。它采用移相控制，其中C1和C2是分压电容，其容量相等，并且很大，均分输入电压Vin，即VC1=VC2=Vs=Vin/2。Lk是变压器初级漏感，D5，D6是箝位二极管，S1和S4是超前管，C3和C4分别是S1和S4的并联电容，S2和S3是滞后管。Css为联接电容，分别将两只超前管和两只滞后管的开关过程连接起来。Ch是维持电容，它使初级电流复位，从而实现滞后管的ZCS，并防止初级电流ip反向流动。Lf是输出滤波电感，Cf是输出滤波电容，R为负载。 
 
           

                     图1    主电路拓扑

2    工作原理及软开关效果
    ZVZCSPWMTL直流变换器有9个工作模式，对应的工作波形如图2所示。 
 
          

                         图2    工作波形图 

 在分析工作模式前作如下假设：
    1）所有开关管、二极管均为理想器件；
    2）所有电感、电容均为理想元件；
    3）电容Css足够大，稳态工作时，Css的电压恒定为Vin/2；
    4）输出滤波电感Lf足够大，其电流为输出电流Io，可以认为是一个恒流源；
    5）C3=C4=Cr。
2.1    工作原理[4][5] 模式1（t0～t1）    t0以前S1已开通，t0时刻S2导通，此时vab=Vs=Vin/2。由于Lk的存在，ip不能突变，所以S2是零电流开通。ip逐渐增加，但还不足以提供负载电流，D7与D8依然同时导通，变压器次级绕组被钳位在零电压，变压器辅助绕组上的电压也为零。初级电流如式(1)线性增加    ip=t    (1) 

模式2（t1～t2）    在t1时刻，ip=nIo(n=N2/N1)，初级开始为负载提供能量。辅助电路中的D9导通，维持电容电压vCh开始充电上升。维持电容的电压和充电电流由式（2），式（3）给出
    vCh(t)=naVs[1－cos(ωat)]    （2） ich(t)=－sin(ωat)    （3）
式中：Za=为谐振电路的特征阻抗； ωa=为谐振频率；